1 引言
LED由于环保、寿命长、发光效率高等众多优点，近年来在各行业应用得以快速发展，LED的$驱动电源成了关注热点。LED驱动方式可分为恒压源驱动和恒流源驱动。采用恒压源驱动时，根据LED的电压电流非线性特性可知，电压的微小波动可引起电流的大幅度变动，稳流能力差。而LED作为电流控制器件，其亮度与电流相关，而且电流过大易造成损坏。为了保持亮度恒定和防止LED烧坏，采用恒流源驱动是理想的方法。同时为了实现较高的电源转换效率，越来越多的LED驱动电路采用开关电源的方式。常见的开关电源的控制方法有电压控制模式，峰值电流控制模式，迟滞控制模式和恒定导通时间控制模式。在高输入输出电压比的Buck电路中，占空比极小，其控制模式须具备强大的抗干扰能力，这是峰值电流控制模式所欠缺的。为了实现PWM调光，又需要驱动器具有快速的瞬态响应，这是电压控制模式的弱点。而迟滞控制模式中开关频率随输入电压变化较大。因此恒定导通时间控制模式在驱动LED的高输入输出电压比的Buck电路中为比较理想的控制模式。LED的调光方式有通过改变驱动电流大小来改变光亮的模拟调光和通过改变占空比大小实现光亮改变的PWM调光，前者易形成色偏，后者调光效果好。
本文采用美国国家$半导体公司新推出的LM5010A芯片实现LED的恒流驱动，恒导通时间控制和PWM调光。
2 恒流驱动原理
给LED供电的初级电源几乎都是电压源，而LED需要合适的工作电流，所以恒流源驱动电路实际上是一个电压/电流变换器。Buck电路中，电感与负载串联使得输出电流连续，所以Buck电路易设计成恒流源输出。下面以Buck变换器为例来阐述其电流驱动原理，如图1所示。
在该变换器中，控制器不需将电源输出稳压，而是直接针对电流感测电阻的两端电压进行调节，此时通过白光$LED的电流是由芯片供应的参考电压值和电流感测电阻值来决定。
3 PWM调光原理
LED的调光方法分为模拟调光和PWM调光[3]。模拟调光是通过改变流过LED的电流大小实现光亮的变化，缺点是电流的改变也会导致色偏现象的产生。而PWM调光则是保持电流大小恒定，以一定频率开通和关断LED，通过改变开通和关断的时间比来实现调光，因此能保证调光过程中的色纯度。若PWM占空比50％，则流过LED的平均电流为导通时流过的电流的一半。只要让其频率大于85Hz，人眼便无法看出光的闪烁。为了保证光的质量，本电路选择PWM调光。
4 恒定导通时间控制模式(COT)工作原理
LM5010A采用的恒定导通时间控制模式的示意图如图2所示。
在通常的恒压转换应用中，输出端的电压经电阻分压后接入芯片内部比较器的反相端即FB管脚，与正相端的参考电压进行比较：当反相端电压小于正相端电压时，比较器的输出电平触发单稳态触发器，使其输出一定持续时间的高电平，Buck电路中的开关管导通，该时间和输入电压成反比，具体关系如
(1)
其中，Ron是接于VIN管脚和RON/SD管脚之间的电阻的阻值，和导通时间成正比。Vin为输入电压。导通时间结束后，单稳态触发器输出低电平，开关管关断，$电感上电流线性减小，因此比较器的反相端的电位也随之减小，当其低于正相端的参考电压时，单稳态触发器再次输出高电平，开关管导通。之后的工作过程如上所述，不断循环。
开关频率的稳定性可由以下分析得出：在Buck电路中有
(2)
由式(1)可知，近似有
(3)
其中，k为一常数。由式(2)和式(3)可得
(4)
由上式可知，在输出电压保持恒定的情况下，开关频率也近似恒定。
结合上述分析，比较COT控制模式和一般的迟滞控制模式。一般的迟滞控制模式由电压下限和电压上限来控制开关管的开通和关断。COT控制模式保留了电压下限的比较，引入了恒定导通时间来取代电压上限实现控制开关管的关断。因此COT控制模式既保留了迟滞控制模式中因无误差放大器和环路补偿元件而瞬态响应快的优点，又改善了迟滞控制模式中开关频率大小易受其他电路参数变化影响的缺点，提高了频率稳定性。
在高输入输出比的场合，极短的导通时间易受峰值电流控制模式中反馈补偿回路的延时或干扰的影响而发生改变；COT控制模式在Ron和Vin不变的情况下保持恒定。而电压控制模式补偿回路中的误差放大器带宽较窄，因而负载切换时瞬态响应较慢；采用PWM调光时负载频繁切换，要求驱动器有快速的瞬态响应，COT控制模式很好地迎合了这一要求。另外，COT控制模式下的电路要比电压或峰值电流控制模式下的电路来得简单，成本低。
因此，在高输入输出电压比，要求成本低，采用PWM调光的场合，COT控制模式是个理想的LED驱动电路的控制方式。
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5 基于LM5010A的恒定导通时间控制和PWM调光的LED恒流驱动电路
该LED应用于汽车尾灯照明，非刹车和刹车两个阶段可手动切换，且两阶段具有不同的驱动电流。电路由汽车电池供电，考虑到汽车的电子噪声环境易带来高电压尖峰和汽车启动前电池储能降低，供电范围在6V至36V之间变化，典型值为12V。
电路指标：输入电压：6V至36V；输出端驱动一个3W高亮度白光LED；输出电流：非刹车阶段：250mA；刹车阶段，600mA；电流纹波小于80mA。
一个3W高亮度白光LED的导通压降在3V至4.5V之间[4]，而输入电压最高高达36V，可见须用高输入输出比的Buck实现驱动。因输入输出电压比高，宜采用COT控制模式。
LM5010A是美国国家半导体新推出的一款降压开关稳压器，具有6V到75V的宽电压输入范围，输出电流可达1.25A。内置耐压80V的N沟道MOSFET，开关频率可高达1M赫兹，采用恒定导通时间控制模式。其拓扑模式、输入电压范围、输出电流大小范围和控制模式均符合LED照明驱动电路的要求。
图3为芯片的内部结构图[1]。VIN脚为电源端，内接线性稳压器，稳压输出端为VCC脚；SW脚内接MOSFET，外接自举电容，电感和续流二极管；BST脚外接自举电容，实现Buck电路中MOSFET的浮地驱动；在续流回路上的ISEN脚和SGND脚之间有一限流比较器，当电流超过1.25A时比较器输出负电平从而断开MOSFET。FB脚为反馈电路反馈端，内接一比较器和软启动电容上的2.5V的参考电压进行比较。SS脚为软启动端。RON/SD脚和VIN脚之间接一决定导通时间的电阻，将RON/SD脚接地将使芯片停止工作。RTN脚接地。
用LM5010A搭建的LED驱动电路见图4所示。电路分为两部分：Buck主电路，PWM调光电路。
调光电路：PWM调光方式中，开通和关断LED的方式又有两种：给RON/SD端输入PWM方波，或用PWM方波开通关断并在LED两端的MOSFET。前者在LED停止工作的同时整个电路也停止工作，若其PWM频率落在200Hz和20kHz之间，整个电路以该频率频繁启动和停止，则电容电感易发出人耳可察觉的噪声。后者在整个凋光过程中，电路始终工作着，避免了电感噪声的产生，因此允许的调光频率范围更大，在手机背光等对LED光质量要求高的场合，可取更大的调光频率以达到更好的调光效果。本电路选择后者的PWM调光方式。
考虑到调光时输出电压会以同样频率改变，造成输出电容不停充放电，从而加大输出电压纹波和产生噪声，故将该输出电容去掉。由于输出为恒流源，输出电容的去除不会对电路的正常工作产生影响。
本电路的PWM信号波形由555方波产生电路发出。为了保证人眼看不见闪烁，PWM信号频率应大于85Hz，频率上限取决于电路对负载切换的瞬态响应速度频率。过高的频率会增加MOSFET的动态损耗，且和手机背光等应用场合不同，汽车尾灯对光质量要求不是太高，所以不需要太高的PWM调光频率。综合考虑，取PWM调光频率为：
Hz (5)
主电路：LM5010A内部已集成开关管及其驱动电路，在其外围加设输入电容，电感，续流二极管，自举电容，软启动电容和设定导通时间的电阻便可组成Buck电路和实现开关管的驱动。输出端接LED及电流感测电阻(R2)，对电流感测电阻两端电压进行反馈控制来实现对LED电流的控制。为了减小电流感测电阻上的损耗，其电阻值取0.1Ω。那么就需要运放将该电阻上的电压放大后与芯片的参考电压进行比较。具有不同LED驱动电流的两个阶段的切换是由按钮S2实现。
将Buck电路的工作频率设为620kHz。根据计算公式：
(6)
在Vout=4.3V，Vin=12V的条件下算得Ron=50520，取Ron=50100。
在较大的电流纹波下，LED会呈现出较大的阻抗，所以需要将电流纹波限制在80mA内。由于输出电容被去除，输出电流纹波等同于电感上的电流纹波。由此可算得电感的大小。将式(1)代人
得
(7)
对上式进行分析可知Vin=Vin(max)=36V时，L=Lmax=100μH。取L为150μH。
另外，芯片的FB脚必须检测到至少为25mV的电压纹波以辨别纹波最低点，从而保证开关管的稳定开通和关断。若电压纹波采样于电流感测电阻，则往往需要加大输出电流纹波以满足FB脚检测到的纹波大于25mV。但在较大的电流纹波下，LED会呈现出较大的阻抗。所以在本文设计的电路电压纹波由C6，R11和C11产生[2]。C6在开关管导通和断开时分别充电、放电，由此在C6和R11的连接点产生锯齿波，通过C11耦合至FB脚。锯齿波峰峰值为
(8)
当Vin取最小值时，ΔV取最小值。取C6=620pF，C11=1μF，将Vin=6V，ΔV=30mV代入上式，得R11=200kΩ，取R11=100kΩ。
过压保护由在LED两端并一击穿电压为5.6V的稳压管实现。此外，过流保护和欠压保护已由芯片内部电路提供。555芯片和AQY221N2VY芯片由LM5010A内部$稳压器的输出端VCC脚供电。
6 实验波形
根据图4制作样机。由于电流感测电阻阻值小，所以其测出的电压波形干扰大。在测量LED电流时，在输出端再串一阻值较大为0.5Ω的采样电阻(R12)，通过测量该采样电阻两端的电压波形来得到LED电流波形。该电阻的串入会导致输出电压的微小抬升和开关频率的微小变化，但由于LED电流始终处于反馈控制中，故LED电流保持不变。
图5和图6为无调光效果时采样电阻两端的电压波形，将该电压平均值除以0.5Ω的阻值便可得LED电流的平均值，分别为246mA和588mA。
可见采用恒流源驱动，可较为精确地将LED电流稳定在所需值。
图7中Ch1为进行PWM调光时采样电阻两端的电压波形，Ch2为和LED并联的MOSFET的驱动波形。
由图7可知，当MOSFET驱动信号从高电平跳为低电平时，即从空载切换到满载时，$LED驱动电流立即从0A跳到600mA左右，且跳变沿垂直，几乎无过渡过程；同样，从满载切换到空载时也几乎无过渡过程。这表明电路对PWM调光时的频繁负载切换具有瞬态响应快的优点。
在不带样电阻，刹车阶段时，测得Vin从6V变化到36V的连续过程中开关频率的变化情况，如图8所示。可见，在输入电压变化过程中，开关频率变化约7％左右，变化不大。验证了前述关于恒定导通时间控制模式相对于一般的迟滞控制模式开关频率大小不易受其他电路参数变化影响的优点。
本文用美国国家半导体公司新推出的LM5010A芯片
